脉冲功率技术广泛用于国防、工业、环境保护等领域，开关作为脉冲功率系统的核心部件，制约了系统的功率容量与重复频率等，其特性直接影响整个系统的性能。随着各种应用对脉冲驱动源高重频与高稳定性的需求提高，常用的气体开关逐渐被固态开关取代。综合功率容量、稳定性、可恢复性等因素，由磁性带材与绝缘薄膜卷绕而成的磁开关具有广阔的应用前景^[1-2]。本文介绍了磁开关技术及其典型应用，针对磁开关建立了一种场路协同仿真模型，对比分析了不同脉冲宽度磁开关的磁场扩散及磁芯饱和特性、损耗特性和绝缘特性等；研究了磁芯带材层数与带材厚度对磁开关动作特性的影响。基于串联半导体开关、串/并联型磁脉冲压缩、低阻抗脉冲形成和方波脉冲变压器等技术，介绍了固态化高功率脉冲驱动源的研制及开展的初步应用；此外，基于多台装置同步运行需求，阐述了两台装置磁开关同步运行相关技术。

1.   磁开关技术

磁开关是一种利用磁性材料在饱和前后其感抗差异很大而控制电路导通与关断的一种器件，通常由环形磁芯与缠绕其上的绕组构成^[3-5]。磁开关1951年由英国学者Melville提出，目前作为一种重频能力强、功率容量高的固态开关广泛应用于脉冲功率领域^[6]。图1为磁开关磁性材料的典型磁滞回线。在理想情况下，磁芯材料只工作在饱和与非饱和两种状态。处于非饱和状态（$H < {H}_{\mathrm{c}}$）时，磁芯材料相对磁导率$\;{ \mu }_{\mathrm{r}}$（${ \mu }_{\mathrm{r}}=\mathrm{d}B/\mathrm{d}H$，反映为磁滞回线的斜率）较高；磁芯处于饱和状态（$H > {H}_{\mathrm{c}}$）时，材料相对磁导率很小。

图  1  磁开关磁芯典型磁滞回线

Figure  1.  Typical hysteresis loop of the magnetic switch cores

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在脉冲功率源中，磁开关大多用于脉冲压缩^[1]。串联磁压缩电路及应用由Melville于1951年阐述磁开关技术时提出^[6]，主要应用于雷达系统。然而，由于当时磁性材料的研究相对滞后，在很长一段时间内磁开关技术没有被进一步发展。20世纪80年代，由于磁性材料的突破和工业应用的需求牵引，美国、俄罗斯的研究人员各自开展相关研究，促进了该技术的发展^[7-10]。

图2（a）为传统的串联磁压缩网络原理图，以三级压缩为例，初级储能回路L₁—C₁产生的初始脉冲为C₂充电，当充电电压达到MS1的饱和伏秒积时，MS1工作状态由非饱和态转变为饱和态，MS1电感快速下降，电路切换到导通状态，C₂开始为C₃充电；以此类推，脉冲通过这种方式逐级压缩，传递至后续电路，最终到达负载R₁。通常磁压缩各级采用等电容设计，故此能量传递过程每一级电压幅值保持不变，但电压变化率逐级增加，即电流幅值逐级增加，所以脉冲功率提升，波形见图2（b）、（c）。实际中，若压缩比为k，则要求前级磁开关饱和电感L_n-1要远大于后一级磁开关饱和电感L_n（${k}^{2}$倍），以确保能量的有效传输。

图  2  串联磁压缩网络原理图及典型输出的电压、功率波形

Figure  2.  Schematic and typical output waveforms of the magnetic compression network under serial connection

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为了在脉冲压缩的同时提高电压幅值，采用并联型磁压缩网络(也称为可饱和脉冲变压器，Saturable Pulse Transformer, SPT)^[10]。其电路原理图如图3（a）所示，以两级网络为例，初级回路L₁—C₁产生初始脉冲通过SPT1升压为C₂充电，充电过程中SPT2为饱和状态，当充电电压到达SPT1的饱和伏秒积时，SPT1的工作状态由非饱和态转变为饱和态，SPT1副边绕组的电感快速下降，C₂开始通过SPT1副边绕组放电，并通过SPT2升压为C₃充电，此时SPT2由饱和状态转变为非饱和状态；然后，当C₃充电电压使SPT2达到饱和状态后，C₃开始通过SPT2副边绕组向负载放电，从而使初始脉冲获得两次压缩和升压，逐级压缩脉冲波形见图3（b）、（c）。通过合理的参数设计使并联脉冲压缩网络工作在自复位状态，能够有效减小装置体积。

图  3  并联磁压缩网络原理图及典型输出的电压、功率波形

Figure  3.  Schematic and typical output waveforms of the magnetic compression network under parallel connection

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这两种技术在脉冲功率领域已经得到广泛应用。例如，重庆大学米彦等设计了基于磁脉冲压缩的双极性高频纳秒脉冲等离子体发生器，研究了双极性高频下DBD等离子体放电特性，探索了双极性放电特性与所施加脉冲频率的关系^[11]；中科院电工研究所张东东等基于磁脉冲压缩设计了固态磁脉冲压缩发生器，可产生频率5 kHz、脉宽70 ns、输出电压4～40 kV可调的脉冲^[12]；国防科技大学高功率微波技术研究所基于串联磁脉冲压缩等技术，研制了一台输出脉宽170 ns、输出功率2.1 GW的长脉冲驱动源（图4为磁脉冲压缩电路中的一级），为基于磁开关技术的长脉冲驱动源进一步研究奠定了基础^[13-14]；后来又基于储能元件和开关元件在瞬态强场条件下的稳定性检测需求，研制了一台瞬态强场测试平台，原理如图5所示，可实现在百kV、μs级脉冲下小批量脉冲电容器性能测试，效果良好^[15]。

图  4  磁压缩电路实物图

Figure  4.  Picture of magnetic pulse compressor

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图  5  固态化瞬态强场测试平台的电路示意图

Figure  5.  Schematic of the solid-state transient intense field test platform

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日本长冈技术科学大学庄龙宇等将Marx电路与脉冲形成网络结合，利用SPT在负载上得到了快前沿脉冲^[16]。河北工业大学王坤等利用SPT进行前沿陡化，提高了开关工作时的电压上升率，减小了气体开关抖动^[17]。国防科技大学张瑜等提出了一种多路线绕式绕组分组并联结构的SPT，如图6所示，该结构大幅降低了次级绕组饱和电感，显著改善了SPT性能^[18-19]。国防科技大学陈绒等提出分数比可饱和脉冲变压器(Fractional-turn Ratio Saturable Pulse Transformer, FRSPT)结构；其原边采用分数比绕法，将原边绕组的n个输入端并联作为总输入端连接原边电容，n个输出端并联作为总输出端，原边可视为1/n匝。这种结构在降低次级绕组饱和电感的同时，能够兼顾较高的升压比；图7为初级充电350 V时次级电容的充电波形，可以看到此时FRSPT谐振充电时间约14.1 μs，次级输出幅值约18.15 kV，导通速度为百纳秒级^[20]。

图  6  可饱和变压器模型

Figure  6.  Model of saturable pulse transformer

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图  7  次级电容充电波形

Figure  7.  Voltage and current waveform on the capacitor

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2.   磁开关的电磁仿真模型

为了深入理解磁开关工作特性，建立磁开关仿真模型有利于对开关进行性能评估，从而更好地指导实验。许多面向工程应用的磁开关模型是建立在时域集总电路模型上，模型使用方便快捷，便于工程设计与方案验证^{[14, 21-24]}；最近，三峡大学江进波等基于场路耦合方法建立了磁开关模型，在计算磁芯的磁滞回线之后，借助有限元方法可较为精准地预测磁开关输出特性^[25]。

2.1   磁开关的一种场路协同仿真模型

国防科技大学时承瑜等建立了磁开关场路协同仿真模型^[26]，通过隐式差分算法联立求解磁扩散方程与电路方程，提升了场路协同模型计算效率，开展了不同时间尺度和空间尺度的磁开关动态特性研究。

首先，开展了μs级时间尺度下的研究。图8（a）、（b）、（c）分别为磁开关模型示意图、电路原理图和仿真与实验对比结果。其中，图（c）中下标exp代表实验结果，sim为仿真结果。式（1）为计算图8（b）所用的方程组。其中，${L}_{1}$、R为回路电感与电阻，${U}_{\mathrm{c}1}$、${V}_{\mathrm{m}\mathrm{s}}$、I为电容电压、磁开关上的电压与回路电流，${N}_{\mathrm{t}}$、h、$\rho$为磁芯的带材层数、磁芯厚度与磁性材料电阻率。

图  8  磁开关模型及μs时间尺度的结果验证

Figure  8.  Model and verified experimental results of the magnetic switch

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磁开关动态特性包含饱和特性、损耗特性与绝缘特性，分别对应了磁芯饱和时间、磁芯能量损耗与磁芯带材所耐受的电场强度^[26]。图9（a）展示了磁场在磁性带材中的扩散过程，当磁场随着时间增加从磁性带材厚度方向的边缘扩散到带材中心时，即可认为该层带材已经饱和。如图9（b）所示，由于磁环最内层带材先于最外侧带材饱和，所以最内层与最外层磁性带材的饱和时刻的差值(${t}_{\mathrm{s}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{ }\mathrm{i}\mathrm{n}}-{t}_{\mathrm{s}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{ }\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}$)即为磁芯饱和时间。

图  9  磁场在磁芯带材中的扩散过程

Figure  9.  Saturation process of the lamination in the magnetic core

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磁开关工作损耗主要分为涡流损耗与磁滞损耗，见图10（a）和(b)，其中，EMS表示流经磁开关的总能量，EET为磁芯的涡流损耗，ES表示磁芯的磁滞损耗；下标100 ns代表该曲线为百纳秒级脉冲下的结果，下标μs代表该曲线为微秒级脉冲下的结果。在微秒时间尺度下，涡流损耗显著大于磁滞损耗；为了减少涡流损耗，需要使用厚度较小的磁芯带材。在磁开关工作时，其每一层带材之间会产生电压，因而为避免磁芯损坏，带材承受的电场强度E_r也需要考虑。此外，磁芯区间的电场分布较复杂，它同时处于层间耦合的感应电场，以及绕组高压作用下的空间电场共同作用之下，后者影响较小，予以忽略；对于某一层带材而言，上下两端的电场强度最大，中间最小为零，如图11（a）所示；对于整块磁芯而言，磁芯内侧的层间电场强度要强于外侧，如图11（b）所示；从整体结构上观察，图8（a）中橙色虚线圆圈的位置即为磁芯上承受电场强度最大的位置。

图  10  磁芯工作周期中的能量损耗

Figure  10.  Energy consumption in a working circle of the magnetic core

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图  11  磁开关径向与纵向电场强度分布按照百纳秒级脉冲下的归一化结果

Figure  11.  Radial and longitudinal interlamination electric field distribution in the magnetic core

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2.2   模型在百纳秒级脉冲的应用

实际应用中，磁开关常配合脉冲形成网络（PFN）以产生更短电脉冲。这种短脉冲条件对磁开关的饱和速度、能量损耗与层间绝缘等动态特性提出更高要求，需开展百纳秒下基于PFN的磁开关动态特性研究^[27]。

图12（a）—（d）分别为n节脉冲形成网络对磁开关放电的电路原理图、不同节数形成网络的参数、求解电路流程图以及仿真与实验结果对比图；其中，图12（c）计算流程图对应方程组（2）；L_n、C_n为形成网络的级电感与级电容，$U_{C_n}$、Q_n、$U_{L_n}$、I_n为级电容电压、电荷量、级电感电压以及回路电流（n=1，2，3…）。

图  12  脉冲形成网络放电回路的电路原理图及结果

Figure  12.  Model and results of the magnetic switch circuit modulating pulse forming networks

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与微秒量级的结果对比，磁芯工作在百纳秒级时能量损耗更高，且涡流损耗在其中占据更大比例，见图10；磁芯带材工作在百纳秒级时要承受比微秒级更高场强，见图11。因此，磁开关工作在更短脉冲时，需要着重关心磁开关散热问题与磁芯绝缘设计，降低磁芯损坏的可能性。

2.3   几何结构对磁开关动态特性的影响

在快放电条件下，除了绕组结构，磁芯结构对开关性能也有重要影响。分析了磁芯带材层数与带材厚度对磁芯动态特性的影响。在仿真中设计了三种结构，如图13（a）所示，结构一：磁芯由n=1600层带材构成，每层带材厚度$d=25$ μm，带材高度$h=2.5$ cm）；保持磁芯伏秒数不变，结构二：磁芯带材层数不变，每层带材厚度d=20 μm，带材高度h=3.125 cm；结构三：带材厚度不变，层数n=800，高度h=5 cm。

图  13  三种结构磁开关电压波形以及负载电压波形（t_{sat_in_S1}、t_{sat_out_S1}分别为结构一磁芯最内侧与最外侧磁性带材的饱和时刻，其余依次类比）

Figure  13.  Voltage on the magnetic switch and the circuit on the load under three structure (t_{sat_in_S1} and t_{sat_out_S1} are the saturation time of the innermost and the outermost lamination, respectively. The others can be seen in a same way)

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在表1中，t_{sat_in}为最内侧磁性带材的饱和时间，t_{sat_out}则对应了磁芯最外层的带材。因此，t_sat为磁芯饱和所需要的时间；E_max代表了磁芯层间电场强度的最大值。结合表1与图13（b）、（c）可知，结构二磁芯最内层带材饱和时间为396.0 ns、最外层带材在438.6 ns饱和，相较于结构一最内层在393.2 ns饱和、最外层带材在449.0 ns饱和的情况，结构二的磁芯饱和时间减少13.0 ns。这说明磁性带材厚度减小有利于磁场在其中的扩散。结构二涡流损耗为0.58 J，相较于结构一0.93 J降低了37.6%，说明磁性带材厚度减小也可以缓解磁芯发热。由于结构二的磁芯厚度更小，在承受相同电压下层间场强会提高，相比于结构一的5.35 kV/cm，结构二的层间场强最大值5.64 kV/cm，提高了5.4%，这对磁芯的绝缘能力提出了更高要求。

表  1  三种结构磁芯的动态特性参数

Table  1.  Dynamic characteristic parameters of magnetic core under three geometric structures

	tsat_in/ns	tsat_out/ns	tsat/ns	eddy current loss/J	Emax/(kV·cm−1)
structure 1	393.2	449.0	55.8	0.93	5.35
structure 2	396.0	438.6	42.6	0.58	5.64
structure 3	408.8	444.6	35.8	0.74	10.33

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对带材层数带来的影响进行分析，结构三磁芯最内层带材的饱和时间为408.8 ns、最外层带材饱和时间在444.6 ns，相较于结构一，结构三的磁芯饱和时间减少了20 ns；结构三的涡流损耗为0.74 J，相比于结构一涡流损耗下降了约20%。与结构一相比，结构三的带材层数减少一半，在承受相同电压的前提下层间场强会大幅提高（10.33 kV/cm）。

3.   基于磁开关的高功率固态脉冲驱动源与开关同步技术

在第2节中，采用场路协同仿真方法探究了磁开关的动态特性；基于上述结果并考虑装置紧凑性，采用“双线型低阻抗脉冲形成网络+磁开关”的技术路线，开展了固态化高功率脉冲驱动源的研制。采用模块化结构研制了一种重频长脉冲装置^[14]，典型输出峰值功率5 GW，重量约3.5 T，用于验证磁脉冲压缩、低阻抗脉冲形成结合感应叠加升压技术的固态化脉冲调制机理，如图14（a）所示。基于串联半导体开关、串/并联型磁脉冲压缩、低阻抗脉冲形成和方波脉冲变压等技术研制了一种新型紧凑固态脉冲驱动源^[28]，典型输出峰值功率约2 GW、运行时间分钟量级、重量约1.2 T，如图14（b）所示。

图  14  基于磁开关的固态化高功率脉冲驱动源

Figure  14.  Solid-state high-power pulse generator based on magnetic switches

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利用基于磁开关技术的固态脉冲驱动源驱动放大器型微波源，结果如图15所示^[29]。在电压为355 kV、电流为5.2 kA、注入功率为9 kW、永磁体磁场为0.45 T的实验条件下，输出微波频率为 14.25 GHz，峰值功率约500 MW、脉冲宽度约80 ns，重复性良好，器件状态运行稳定。

图  15  驱动高功率微波源的典型应用

Figure  15.  Typical application for HPM driver

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考虑到未来多台装置的同步运行需求，磁开关性能可能受初级电压、触发抖动以及负载反射等影响；基于磁开关工作原理，利用电磁耦合机制开展了多路磁开关同步运行的初步研究^[30]。图16（a）给出了电磁耦合的原理示意图，通过耦合线缆将两路磁压缩网络circuit A和circuit B连接起来；当初级电压存在10%的偏差时，从图16（b）仿真结果来看，采用耦合之后，两个磁脉冲压缩网络输出电压波形之间的差异会变小，因此电磁耦合可以一定程度上弥补充电电压的差异，实际中现有高压直流充电技术完全能够将充电电压偏差控制在1%范围内，所以一定程度的弥补会产生较好的修正效果；当初级开关触发时刻存在一定的抖动，如相对滞后1 μs的情况（实际上为10 ns量级），得到模拟结果如图16（c）的结果，可以看出磁脉冲压缩网络的输入脉冲是存在时刻差异的，但由于电磁耦合机制的引入，输出脉冲在时间尺度上几乎是同步的；此外，负载反射可能会影响磁芯的复位状态，也可等效为初级电压或触发抖动的变化，电磁耦合同样会起到较好的效果。

图  16  双路磁开关同步运行电路示意及电磁耦合模拟结果

Figure  16.  Circuit and simulation results with electromagnetic coupling of synchronization with two magnetic switches

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进一步，开展了实验验证，在circuit A中增加一个12 μH的电感L₁，在没有电磁耦合的情况下，会导致该电路的脉冲充电电流幅值相比circuit B偏低，如图17（a）所示；并且，C₁上的电压低于C₂上的电压，磁开关MS1会晚于MS2饱和，饱和时间之差约为2.2 μs；当采用电磁耦合后，两回路产生的脉冲幅值差异变小，时间差异也从2.2 μs减小至0.6 μs左右，差异减小了70%以上，如图17（b）所示。实验结果验证了电磁耦合可减少因回路参数不一致所导致的磁开关导通时间的差异，使不同回路所产生的脉冲波形趋于一致。

图  17  两路磁开关回路参数存在差异时的电磁耦合实验结果

Figure  17.  Experimental results of synchronization with two magnetic switches under different circuit parameters

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4.   结　论

磁开关具有高功率、高重频、高稳定、可靠耐用等特点，在脉冲功率领域得到重要应用。本文阐述了磁开关在快速脉冲下的动态特性；建立了一种磁开关场路协同仿真模型，获得了不同脉宽下磁开关磁场扩散及饱和动态过程、层间绝缘要求和能量损耗等特性，相比于微秒级脉冲，百纳秒级脉冲对磁芯提出更高要求；针对三种具体结构，仿真结果发现：减小磁芯带材厚度和带材层数，可改善磁开关的动态特性，但会增加层间绝缘电场，在相同伏秒积条件下，带材层数减半，可使开关速度提升36%、涡流损耗降低20%、层间电场强度翻倍。研制了基于磁开关技术的紧凑固态脉冲驱动源，典型参数为峰值功率约2 GW、运行时间分钟量级、重量约1.2 T，并开展了初步应用；此外，初步开展了磁开关同步运行技术研究。下一步，将结合开关、绝缘等技术进步，持续提升装置性能，开展应用研究。